2024全球6G技术大会正交时频空方案（OTFS）白皮书

目录 1.引言2 1.1文档结构2 1.2主要的应用场景3 2.OTFS基本原理4 2.1OTFS调制发射机原理4 2.2OTFS调制接收机原理6 2.3OTFS输入输出关系分析7 3.时延多普勒域信道特征分析9 3.1时延多普勒域信道特性9 3.1.1信道的确定性描述9 3.1.2信道相干区域和平稳区域10 3.2高铁场景实测时延多普勒域信道特性11 3.2.1基于LTE-R的高铁信道扩展函数测量系统11 3.2.2基于LTE-R的高铁信道扩展函数表征12 3.3OTFS在实测信道下性能评估14 4.OTFS信道估计与数据检测15 4.1低PAPR的OTFS信道估计导频设计15 4.2非整数格点下的OTFS信道估计18 4.3基于期望传播的低复杂度OTFS数据检测方案20 5.OTFS扩展方案22 5.1基于多天线的OTFS方案22 5.1.1MIMO-OTFS的导频设计22 5.1.2基于多天线阵列的低复杂度低开销OTFS收发机25 5.2OTFS赋能的多址接入技术方案28 5.2.1正交时频码域多址接入方案28 5.2.2基于记忆近似消息传递（MAMP）算法的OTFS-SCMA系统31 5.3OTFS赋能的通信感知一体化（OTFS-ISAC）方案36 5.3.1OTFS-ISAC方案优势36 5.3.2OTFS-ISAC波形设计37 6.OTFS的演进方案39 6.1新型的时延多普勒域多载波调制方案39 6.2OTFS与OFDM的融合帧结构设计40 7.总结与展望43 参考文献45 参与单位47 1.引言 在4G，5G，WiFi等无线通信系统中，正交频分复用（OrthogonalFrequencyDivisionMultiplexing,OFDM）技术获得了广泛的应用。基于循环前缀的OFDM可以很好地应对多径衰落，并且仅需低复杂度的频域均衡器。随着无线通信的发展，复杂散射环境下的高速移动通信场景愈发丰富，例如车辆网、高速铁路、低轨卫星通信等，这些通信场景现已或将在未来极大地改变人们的生活方式。然而，受多普勒扩展的影响高速移动下的OFDM将丧失子载波正交性，其传输可靠性变差。为此，在下一代移动通信系统中面向高速移动场景设计新型的多载波调制方案十分重要。 近年来，研究者们提出了正交时频空（OrthogonalTimeFrequencySpace，OTFS）多载波调制技术。与OFDM技术不同的是，该技术在时延多普勒域（DelayDoppler，DD）中开展资源映射，并基于DD域信道的稀疏性和稳定性可以在高速移动条件下实现与OFDM相比更高的数据传输可靠性。 为了调研OTFS的基本原理、研究与应用现状、发展前景，为工业界和学术界同仁提供技术参考，本白皮书将从以下六个方面对OTFS进行介绍：（1）OTFS基本原理； （2）时延多普勒域信道特性；（3）OTFS的发射波形设计；（4）OTFS的接收方案设计 （5）OTFS赋能的多天线、多用户、通感一体化方案；（6）OTFS的演进方案。 1.1文档结构 第1章为引言，对本白皮书的范围及结构进行介绍，并介绍OTFS所面向的应用场景，指出该类场景中由高速移动所带来的需求及挑战，从而引出OTFS技术研究的必要性。 第2章对OTFS的基本设计原理进行叙述，包括介绍SFFT及DZT两种OTFS调制实现方式及收发机方案简述。 第3章对时延多普勒域信道特征进行分析，针对高速铁路等高速移动场景分析时延多普勒域信道的稀疏性、紧致性、稳定性及可分性。 第4章介绍OTFS的接收方案设计，包括低PAPR的信道估计导频设计，非整数格点下的OTFS信道估计，基于期望传播的低复杂度OTFS数据检测方案。 第5章介绍OTFS赋能的多天线、多用户、通感一体化方案，包括MIMO-OTFS的系统设计，面向超大规模机器类通信的卫星和高铁等高速移动场景的免授权多址接入方案，基于OTFS的通信感知一体化系统设计的性能分析。 第6章介绍OTFS的演进方案，包括前向兼容OFDM的OFDM与OTFS联合帧结构设计，和新型的时延多普勒域多载波调制方案。 第7章为总结和展望。 1.2主要的应用场景 高速铁路场景：对于铁路而言，列车运行速度的不断提升是全球铁路发展的共同目标。目前，京沪高铁实现了每小时470公里的试验速度，2024年将完成时速每小时450公里动车组CR450的样车制造。同时，日本东海铁路公司在日本山梨县实现了603公里每小时的磁悬浮试验速度，另外速度可以达到1000km/h以上的管道飞车目前也在研制当中。在铁路高速化的基础上，世界各个高铁发达国家将目光放到了高速铁路的智能化上。高速铁路的智能化需要先进的通信系统与制式为其提供保障，但高铁场景中的列车高速移动将对车地、车车通信的可靠性造成巨大挑战。 低轨卫星场景：低轨（Low-EarthOrbit,LEO）卫星通信是一种利用低地球轨道上的卫星来实现通信的技术。与传统的高轨卫星通信不同，低轨卫星通信的卫星通常位于距地面数百公里至两千公里之间。相较于传统的同步轨道卫星，具有发射成本低、通信延迟小、传输损耗小、组网后可无缝全球覆盖等优点，受到全球许多互联网、通信、航空航天企业的关注。 空中覆盖场景：随着航空通信的进步，飞机正在从过去的信息网络的“孤岛”蜕变为实现全球互联的关键载体。机载WiFi出现使得乘客在飞机上也能够接入互联网。然而，5G时代的到来给空中通信带来了前所未有的挑战——大量实时互联网数据传输的需求。这一挑战要求通信系统具备高度适应性，能够在高速移动环境中提高飞机与地面站或卫星的通信质量，确保互联网数据低时延高可靠传输。 车联网：基于OTFS-ISAC机制，可以支撑以下车联网功能或应用：准确感知周边驾驶环境，包括车辆、障碍、路况等，以提升驾驶安全、实现智能驾驶；准确感知收、发双方的位置和运动状态，为信道估计、波束赋形等提供先验信息，改善通信性能；分布式节点协同感知，扩大节点感知的范围、提升感知的准确度和精度。 水声通信：“智慧海洋”工程是关系到国家海洋强国战略的重大工程，随着海洋强国和“智慧海洋”工程建设的推进，现代渔业、海洋观测监控、海洋油气勘探开发、海洋交通运输等领域取得了飞速发展。水声通信是海洋通信网络的重要组成部分，声波是目前 水下唯一有效的远程信息传输载体，水下声（UnderWaterAcoustic，UWA）信道是具有快时变性、时延扩展大、多普勒效应严重、可用带宽有限等特点的信道。在常见的海洋环境中，水声信号传播过程中存在多径效应、多普勒效应以及环境噪声的影响，导致通信系统接收端在信号检测时无法正确获取信道信息，这对通信系统的设计带来了很大的阻碍。同时信道中的相位起伏使得接收端的载波恢复和相干解调变得十分困难。目前UWA通信网络中广泛使用的OFDM调制技术容易受到多普勒扩展的影响，从而导致系统性能的严重下降。如何在复杂多变的移动UWA通信场景下，实现高效的数据传输，是目前需要解决的关键问题。 2.OTFS基本原理 2017年，OTFS由R.Hadani等学者提出[2.1]，并指出其与OFDM调制相比可以利用时频域全分集增益，从而在高移动性下实现更优的数据传输性能[2.2]。根据本章内容可以发现，OTFS可视为预编码的OFDM系统，其具备兼容OFDM系统的潜力。然而，与在5GNR、LTE、Wifi等协议中成熟应用的OFDM方案相比，OTFS面临了诸多新的课题，如DD域信道建模、可靠DD域信道估计、低复杂度均衡、多天线OTFS系统设计、多用户OTFS系统设计、OTFS使能的通感系统设计等。本节将简要介绍OTFS调制的基本原理，其余内容将在后文中逐一展开。本节内容主要参考了文献[2.3]。 2.1OTFS调制发射机原理 图2.1基于ISFFT的OTFS发射机框图 如图2.1所示为基于ISFFT的OTFS发射机框图。考虑系统所占用的带宽为Mf，时间长度为NT，其中M是子载波数目、子载波间隔为f，N是时隙数目、时隙长 度为T。1将DD域网格上所映射的QAM调制符号表示为[XDD[k,l], k0,…,N1,l 0,…,M1]，OTFS调制首先使用逆辛有限傅里叶变换（ISFFT）将DD域符号XDD[k,l] 映射到TF网格得到XTF[n,m]： 1N1 M1 j2nkml  NM NM XTF[n,m]k0 l0 XDD[k,l]e （2-1） 其中n0,…,N1,m0,…,M1。式（2-1）中DD域与TF域的离散资源格点关系如图2.2所示。 图2.2DD域与TF域资源格关系 图2.3基于IDZT的OTFS发射机 随后，时频域信号XTF[n,m]将嵌入CP，并经过Heisenberg转化为时域信号st通 过无线信道传输： stN1M1X [n,m]g tnTej2mftnT （2-2） n0m0 TFtx 其中gtx(t)为发射成形滤波器。基于以上内容可以发现基于ISFFT的OTFS系统可以兼容OFDM系统及相应的时频域信号处理方法。此外，OTFS发射机还可以基于IDZT 1注意到与OFDM仅考虑一个符号时间�的多载波数据不同，OTFS考虑时间周期为��的多载波数据包。 （InverseDiscreteZakTransform）变换设计，发射框图如图2.3所示。 2.2OTFS调制接收机原理 图2.4OTFS波形接收框图 如图2.4所示为基于SFFT的OTFS接收机框图（基于DZT的OTFS接收机框图根据图2.3和2.4类比得到故不作论述）。将时延多普勒域信道扩展函数表示为h,v，式中�和v分别表示时延和多普勒。则接收信号rt表示为（忽略噪声以简化表征）： rth,vstej2vtddv （2-3） 注意到，信道中通常只有少量反射体，因此h,v具备稀疏性，并可表示为2: i1 h,vP hiivvi （2-4） 其中P是传播路径的数量，hi、i、vi分别表示与第i条路径的路径增益、延迟和多普勒频移，()表示狄拉克德尔塔函数。我们将第i条路径的延迟和多普勒抽头表示 如下  l i ，vkvKv （2-5） iMf ii iNT 由于时延分辨率1通常足够小，故l通常为整数；多普勒分辨率1 通常有限， MfiNT 故使用kv表示其整数部分，其小数部分Kv0.5,0.5。在接收机处，经过Wigner ii 变换所得的时频域信号表示为： TF Yn,mYt,f tnT,fmf （2-6） 其中n0,…,N1,m0,…,M1， rx Yt,fAg,r t,f *ttrtej2fttdt （2-7） g rx rx Ag,rt,f表示匹配滤波所得的时频域信号（交叉模糊函数）。将（2-1）至（2-3） 2高速移动条件下的信道表征将在第三章详细介绍。 代入（2-6）可得OTFS在时频域中的输入输出关系如下 Yn,mN1M1H n,mX n,m （2-8） TFn0m0 n,mTF 其中Hn,mn,m表示考虑子载波间干扰（ICI）和符号间干扰（ISI）的等效信道： Hn,mn,mh,vAgrx,gtx,nnT,mmfv ej2vmfnnTej2vnTddv （2-9） 可以发现，Hn,mn,m受发射脉冲、信道响应和接收脉冲综合影响。最终， YTFn,m将通过SFFT操作转换至DD域得到接收信号YDDk,l： j2nkml 1N1 M1 NM NM YDDk,lk0 l0 YTFn,me （2-10） 对于理想收发脉冲，以下输入